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    公开号:WO1987000708A1
    申请号:PCT/EP1986/000442
    申请日:1986-07-25
    公开日:1987-01-29
    发明作者:Alfons Gottwald；Hermann Ens
    申请人:Alfons Gottwald；Hermann Ens；
    IPC主号:H03F1-00
    专利说明:
    [0001] **>
    [0002] "Verstärkerschaltung mit zwei in Kette geschalteten Abschnitten"
    [0003] Die Erfindung bezieht sich auf Verstärkerschaltungen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Es ist bekannt, daß eine ge¬ ringe Nichtlinearität des Übertragungsverhaltens von Verstär¬ kern dadurch realisiert werden kann, daß bei ein- oder mehrstu¬ figen Verstärkern der Arbeitspunkt (Ruhepunkt) jedes einzelnen Verstärkerelements in den Bereich hoher Ruheströme gelegt wird. Gemäß Bild 1 der beigefügten Zeichnung verläuft die Übertragungs¬ kennlinie eines Transistors in der Umgebung des Arbeitspunktes A1 mit relativ großem Ruhestrom steiler und weniger nichtlinear als um den Arbeitspunkt A2 mit kleinem Ruhestrom, so daß aus- gangsseitig relativ zum unverzerrten Nutzsignal bei A1 geringere Verzerrungsprodukte entstehen als bei A_. Jedoch bedingen die hohen Ruheströme auch hohe Ruheverlustleistungen mit einer Reihe von Nachteilen: Diese Leistungen sind aufzubringen und dem Ver¬ stärker zuzuführen; die entstehende Verlustwärme ist mit ent¬ sprechend voluminösen und gewichtigen Kühlkörpern abzuführen.
    [0004] Als Maßnahme zur Reduzierung der Nichtlinearität des Übertra¬ gungsverhaltens ist des weiteren die Gegenkopplung bekannt (H. Gölz; F.R. Hübner: "Leitungsverstärker für 3600 Sprechkreise "hoher Übertragungsqualität", Frequenz, Bd.34, H.6, 1 80.) Eine geeignete Gegenkopplung reduziert zwar die Nichtlinearität, setzt aber zugleich die erwünschte lineare Verstärkung herab. Unter diesem Aspekt ist Gegenkopplung als alleinige wesent¬ liche Maßnahme zur Linearisierung unbefriedigend.
    [0005] Außerdem sind zwei Maßnahmen der Aufhebung von Nichtlinearität bekannt:
    [0006] Eine erste besteht darin, daß durch Summieren zweier nichtline¬ arer Übertragungsfunktionen die gesamte übertragungsfunktion gänzlich oder zumindest teilweise linearisiert wird. Technische Anwendungen dieser Maßnahme finden sich beispielsweise bei Ge¬ gentaktschaltungen oder Schaltungen mit Vorwärtskopplung: Signal¬ anteile (Signalspannungen oder -ströme) , die auf im wesentlichen parallel verlaufenden Übertragungswegen erzeugt werden, werden ausgangsseitig schaltungstechnisch addiert (also Spannungen durch Serienschaltung, Ströme durch Parallelschaltung) . Die techni¬ sche Anwendung dieses Prinzips kann man als additive Kompensa¬ tion bezeichnen.
    [0007] Die zweite besteht darin, daß die Nichtlinearität einer Übertra¬ gungsfunktion durch Bilden ihrer inversen Funktion und zusammen¬ setzen der beiden Funktionen in einer Kettenschaltung aufgeho¬ ben wird, so daß die Gesamtfunktion linear ist (siehe H. Tisch¬ ner: "Verzerrungen in nichtlinear arbeitenden Systemen", Elek¬ trische Nachrichtentechnik, Bd.12, 1935, R. Targon: DRP 382 177, 1921, C.L. Kober: "Klirrfaktor und Klirrfaktorkompensation", Elektrische Nachrichtentechnik, Bd.13, 1936). Technische Anwen¬ dungen dieser Maßnahmen finden sich in Kettenschaltungen von Teil-übertragungssystemen mit geeigneten nichtlinearen übertra- gungskennlinieh. Die technische Anwendung dieser Maßnahme kann man daher als Kettenkompensation bezeichnen.
    [0008] Eine bekannte Anwendung der letztgenannten Kettenkompensation findet sich bei der Momentanwert-Kompandierung, wie sie bei¬ spielsweise in PCM-Systemen zur Verbesserung des Quantisie- rungsgeräuschabstandes genutzt wird, in der Form, daß der nichtlineare Kennlinienverlauf des Kompressors auf der Sende¬ seite durch den inversen Kennlinienverlauf des Expanders auf der Empfangsseite kompensiert wird. Die Momentanwert-Kompandie¬ rung gehört nicht zum gattungsbildenden Stand der Technik, denn bei ihr geht es nicht um die Verstärkung von Signalen als solche unter ganz besonderen Bedingungen.
    [0009] In bekannten Übertragungssystemen der Trägerfrequenztechnik wird hinsichtlich- der quadratischen Verzerrungen eine partielle In- versität ausgenutzt: Die quadratischen Verzerrungen eines Ver¬ stärkerfeldes, bestehend aus einem dämpfenden Leitungsabschnitt und einem nachfolgenden Verstärker, insgesamt mit dem Betrag |v| = 1 der Spannungsübertragung, werden im folgenden Verstär¬ kerfeld kompensiert, falls das jeweils vorhergehende Verstärker¬ feld das Signal invertiert, also seine Spannungsverstärkung v = -1 ist. Hier handelt es sich um einen Spezialfall insofern, als der Spannungsübertragungsfaktor jeweils beider Abschnitte des Übertragungssystems betraglich 1 ist.
    [0010] Auch der nahezu lineare Verlauf der Strom-Übertragungskennlinie einer Stromspiegelschaltung wird mittels der Inversität zweier Übertragungskennlinien erzielt: Eingangsseitig wird gemäß einer Dioden-Kennlinie der Eingangsstrom in eine Spannung übersetzt, zum Ausgang hin wird diese Spannung gemäß der hierzu invers wir¬ kenden Übertragungskennlinie eines Transistors in den Ausgangs¬ strom der Schaltung übersetzt. Auch mit der Stromspiegelschaltung kann infolge des Mangels an Verstärkung in der ersten Stufe nur eine begrenzte Gesamtverstärkung erreicht werden.
    [0011] Etliche Vorschläge für Kettenkompensationen postulieren besonde¬ re Hilfssysteme, die eine vorhandene Nichtlinearität aufheben sollen: Sie sollen l.a. nicht nur quadratische Verzerrungen kom¬ pensieren, sondern auch solche höheren Grades. Herkömmlich werden solche Hilfssysteme durch Netzwerke* mit Dioden und Widerständen realisiert. Für die Entzerrung vornehmlich von Senderendstufen, die naturgemäß in weiten Bereichen ihrer Übertragungskennlinien ausgesteuert werden, sind in den Offenlegungsschriften Nr. 2424491, Nr. 2551638 und Nr. 2306294 Hilfessysteme mit verschie¬ denen Vorwärtskopplungen, insbesondere z.B. mit mehreren im we¬ sentlichen parallel verlaufenden Signalübertragungswegen vorge¬ schlagen worden.
    [0012] In zwei bekannten Beiträgen aus den Jahren 1936 (H. Wessels: "über die Linearisierung von Fernsprechverstärkern nach dem Kom¬ pensationsverfahren", Elektrische Nachrichtentechnik, Bd.13, 1936) und 1939 (H. Holzwarth: "Untersuchungen zur J_inearisierung von as a envers r ern , e c e ac r c ten ec n , . , 1939), also aus der Zeit der Röhrenverstärker, werden für einen Einzelfall, nämlich für die Kettenschaltung zweier Kathodenba¬ sis-Verstärkerstufen, Lösungen für eine Kettenkompensation ange¬ geben. Diese" Lösungen erfordern eine besondere Konstruktion der Röhren und somit ihrer Kennlinien hinsichtlich Eigenschaften, die der angestrebten Kettenkompensation angepaßt sind.
    [0013] Durch die DE-OS Nr. 2951161 ist eine zweistufige Verstärker- sσhaltung gemäß der der Erfindung zugrunde liegenden Gattung be¬ kannt geworden, bei der auf eine Kollektorschaltung mit einem pnp-Transistor eine Emitterschaltung mit einem npn-Transistor folgt, wobei letztere mit einer Gegenkopplung durch einen äus- seren seriellen Emitterwiderstand ausgestattet ist. Bei dieser Schaltung kann zwar der Spannungs-Verstärkungsfaktor der zweiten Stufe betraglich > 1 oder » 1 sein, jedoch ist der Span¬ nungs-Verstärkungsfaktor der ersten Stufe - 1 , und hinsichtlich der quadratischen Verzerrungen sind die Klirrabstände beider Stu¬ fen betraglich gleich groß. Nachteilig ist bei dieser bekannten Verstärkerschatung, daß zwei komplementäre Transistoren benötigt werden und daß infolge des Mangels an Verstärkung in der ersten Stufe prinzipiell nur eine begrenzte Gesamtverstärkung erreicht werden kann.
    [0014] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschal¬ tung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu schaffen, die als Tiefpaßverstärketr bei tiefen Frequenzen und als Bandpaßver- stärker bei mittleren Frequenzen des Übertragungsfrequenzbe¬ reichs ohne oder mit nur vernachlässigbar geringen quadratischen Verzerrungen des. Signals in verschiedenen Ausführungsformen mit mannigfaltig wählbaren linearen Übertragungseigenschaften ein¬ schließlich Eingangs- und Ausgangsimpedanz der Gesamtschaltung sowie mit weitestgehend variablem, den jeweiligen Bedürfnissen angepaßten, Schaltungsaufbau realisierbar ist, wobei der erziel¬ bare Betrag des Gesamtverstärkungsfaktors groß ist, der schal¬ tungstechnische Aufwand zur Realisierung der beiden Schaltungs¬ abschnitte klein ist und die erforderlichen Ruheströme (Kollek¬ tor- bzw. Drain- bzw. Anodenströme) klein sind, so daß die Ver¬ lustleistungen gering sind, und damit die Kühlkörper sowie der Aufwand bei der Leistungsversorgung klein gehalten werden können. Diese Aufgabe wird durch die .im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 Als Verstärkungsfaktor einer Verstärkerschaltung oder eines Abschnitts, jeweils vom Eingang E zum Ausgang A, kommt meist die Spanhungsverstärkung uA/u_, in Betracht. Wenn die Ein¬ gangsimpedanz Z„ und die Ausgangsimpedanz Z,. betraglich große oder kleine Werte annehmen sind als Verstärkungsfak¬ toren zu betrachten:
    [0015] E I- Sl u /i I : Verstärkungsfaktor groß sei
    [0016] groß klein Spannungsverstärkung ' u /u I U EI A' E klein groß Stromverstärkung
    klein klein .Transimpedanz I I
    groß groß Transadmittanz

    [0017] Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ist unter Befolgung der im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 gegebenen Dimensionierungs- vorschrift hinsichtlich der Konstruktion und somit der quantita¬ tiven Eigenschaften der Verstärkerelemente des Schaltungsaufbaus und der linearen Übertragungseigenschaften einschließlich des Verstärkungsfaktors der einzelnen Schaltungsab¬ schnitte sowie der erzielbaren Gesamtverstärkung weitgehend va¬ riabel. Die erfindungsgemäße Maßnahme ermöglicht den verschie- densten Bedürfnisseh entsprechende, hinsichtlich der Verzerrungs¬ kompensation richtige schaltungstechnische Anordnungen der Ver¬ stärkerelemente mit angepaßten über'tragungseigenschaften der Ver¬ stärkerelemente durch gezielte Formung (Modifizierung) ihrer Übertragungskennlinie durch schaltungstechnische Maßnahmen, ins¬ besondere auch durch Gegenkopplung. Die Erfindung ist spezi¬ fisch auf die Kettenkompensation quadratischer Verzerrungen ge¬ richtet und schafft einerseits Regeln einer Systematik für das Auffinden geeigneter, in der Kettenschaltung kombinierbarer Grundformen von Übertragungskennlinien (qualitative Entwicklung) ; und andererseits Regeln für die Anwendung und Bemessung schal¬ tungstechnischer Maßnahmen zur Modifikation einer oder beider Übertragungskennlinien, Maßnahmen, die die Kompensation quanti¬ tativ herbeizuführen haben, (quantitative Entwicklung) . G r u n d l a g e der erfindungsgemäßen^Maßnahme sind einer¬ seits die nichtlinearen Übertragungskennlinien der zwei in Kette zu schaltenden Verstärkerabschnitte (I) und (II) , wie sie bei Tief aßverstärkern für tiefe Frequenzen, bei Bandpaßverstärkern für mittlere Frequenzen des übertragungsfrequenzbereichs gelten, wobei in diesen Kennlinien die jeweiligen Lastwiderstände der Verstärkerabschnitte berücksichtigt werden, und andererseits die Modifizierbarkeit der bedingungsgemäß auszuwählenden Kenn¬ linien durch schaltungstechnische Maßnahmen. Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung an Ausführungsbeispielen noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigt: Bild 1: Übertragungskennlinie eines bipolaren Transistors mit zwei eingezeichneten Arbeitspunkten A. und A2. Bild 2: Blockschaltbild einer Kettenschaltung von zwei Ver¬ stärkerschaltungen. Bild 3: Elementare Kennlinienformen von Verstärkerabschnitten mit nichtlinearen Kennlinien bis zum Grad 2. Bild 4: Kombinationsschema von nichtlinearen Kennlinien für die
    [0018] Kompensation quadratischer Verzerrungen. Bild 5: Technisches Zählpfeilsystem an einem Dreipol. Bild 6: Übertragungskennlinie. Bild 7: Qualitative Zuordnung der Transistorgrundschaltungen zu den vier Kennlinienformen entsprechend Bild 3. Bild 8: Zweistufige Verstärkerschaltung mit Feldeffekt¬ transistoren. Bild 9: Wechselstromschaltbild der Verstärkerschaltung nach
    [0019] Bild 8. "i Bild 10: Blockschaltbild eines Verstärkerabschnittes mit line¬ arer Gegenkopplung. Bild 11 : Logarithmischer Klirrabstand bezüglich Verzerrungen zweiten Grades in Abhängigkeit des Gegenkopplungswider¬ standes j- der zweiten Stufe. Bild 1-2: Verstärkerschaltung mit zwei. Gleichstrommäßig in
    [0020] Serie geschalteten, Feldeffekttransistoren. Bild 13: Verstärkerschaltung nach Bild 12 mit Stromquelle. Bild 14: Invertierende Baugruppe.
    [0021] Bild 15: Für die Kompensation quadratischer Verzerrungen geeig¬ nete Kettenschaltungen von Transistorgrundschaltungen mit bipolaren"Transistoren gemäß den Ansprüchen 2-5. _ , nete Kettenschaltungen von Transistorgϊunds'Cha'ltungen mit bipolaren Transistoren gemäß dem Anspruch 6.
    [0022] Bild 17: Für die Kompensation quadratischer Verzerrungen geeig¬ nete Kettenschaltungen von Transistorgrundschaltungen mit bipolaren Transistoren gemäß den Ansprüchen 7-10.
    [0023] Bild 18: Für die Kompensation quadratischer Verzerrungen geeig¬ nete Kettenschaltungen von Transistorgrundschaltungen mit bipolaren Transistoren gemäß dem Anspruch .11.
    [0024] In Bild 2 kann jede der Signalgrößen x, y, z eine Signalspan¬ nung u oder ein Signalstrom i sein.
    [0025] Die Übertragungskennlinien der beiden Abschnitte (I) und (II) seien durch TAYLOR-Reihen beschrieben:
    [0026] y = f.j(x) = k^D- + k2(I)-x2 + k3(I)-x3 + ... (1)
    [0027] z = f2(y) = k^lD-y + k2(Il)-y2 + k3(II)-y3 + ... (2)
    [0028] (Koeffizienten-Indices:
    [0029] - Der Index in Klammern bezeichnet jeweils den Verstärker¬ abschnitt.
    [0030] - Der tiefgestellte Index bezeichnet jeweils den Grad des Signalanteils.)
    [0031] Für die Kennlinie der Kettenschaltung lautet die TAYLOR-Reihe zunächst:
    [0032] z = fκ(x) = k-j + k2x2 + k3x3 + ... (3)
    [0033] Wenn man mit Hilfe der Gl.(1) y aus der Gl. (2) eliminiert, er¬ hält man:
    [0034] z = ' kl(I)-k1(II)-x+ (k1(I)2-k2(II) + k., (II) -k2(I) ) -x2 + ... (4)
    [0035] Der Verstärkungsfaktor der Gesamtschaltung, also der Koeffizient k1 des linearen Signalanteils, ist
    [0036] 1 = ^I) • k^II). (5)
    [0037] Beruhend hierauf geht die Erfindung von folgenden Überlegungen aus: Der Koeffizient k2 des quadratischen Ar£teilsv k2 = k4, (I) 2 - k2 (II) + k2 (I) . k1 (II ) , (6) ist von den Koeffizienten höhergradiger Anteile der beiden Teil-übertragungen unabhängig. Die im folgenden aufgestellten Regeln gelten daher sowohl für quadratische Teil-übertragungs- kennlinien wie für höhergradige Kennlinien mit quadratischem Anteil.
    [0038] Damit die Kettenschaltung der beiden Abschnitte keine quadra¬ tischen Verzerrungen verursacht, ist nun die Bedingung 2 = 0 (7)
    [0039] zu erfüllen. Sie führt nach Gl. (6) zur Dimensionierungs or¬ schrift:
    [0040]
    kηdl) iC^l) k2(II) k2(I) kΛ1,(I) (8)
    [0041] Links steht der normierte Klirrabstand D2(II) bezüglich quadra¬ tischer Verzerrungen des 2. Verstärkerabschnitts. Rechts steht neben einem Faktor -1 (einer als elementar erkannten Bedingung für Kettenkompensation), der normierte Klirrabstand •D^*-1 * 1 be¬ züglich quadratischer Verzerrungen des 1. Verstärkerabschnitts, multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor k.. (I) des 1. Verstär¬ kerabschnitts. Die 'Dimensionierungsvorschrift nach Gl. (8) wird bei der Erfindung als elementare Bedingung für die Kettenkompen¬ sation quadratischer Verzerrungen herangezogen.
    [0042] Die systematische Permutation der Vorzeichen der Zahlenwerte für die Koeffizienten c., c2 einer quadratischen Funktion
    [0043] 2 a = c.j e + c2 e (9)
    [0044] führt zu den vier elementaren Kennlinienformen gemäß Bild 3, charakterisiert durch die Kombinationen
    [0045] (A) (B) c.j > 0, c2 > 0; c, < 0, c2 > 0;
    [0046] (D) (C)
    [0047] C, < 0, c2 < 0; c, > 0, C2 < 0. , . der beiden Verstärkerabschnitte; dem Koeffizienten c2 entspre¬ chen k2(I) , k2(II) .
    [0048] Aus der Kompensationsbedingung nach Gl. (8) über geeignete Vor¬ zeichen-Kombinationen wird die QUALITATIVE GRUNDREGEL für den Schaltungsaufbau gewonnen:
    [0049] Die Kennlinien der beiden Verstärkerabschnitte sind aus dem Vorrat ihrer vier Grundformen gemäß Bild 3 so zu wählen, daß die Kompensationsbedin¬ gung nach Gl. (8) grundsätzlich erfüllbar ist.
    [0050] Durch systematische permutierende Anwendung dieser Regel auf alle möglichen Kombinationen der vier Kennliniengrundformen ist das neuartige Kombinationsschema gemäß Bild 4 gewonnen worden. Die Großbuchstaben im Bild 4 beziehen sich auf die gleich be¬ zeichneten und angeordneten Kennlinien des Bildes 3.
    [0051] Das Kombinationsschema ist eine graphische Darstellung der im Hauptanspruch formulierten acht Bedingungen a) bis h) für die qualitative Dimensionierung der beiden Verstärkerabschnitte.
    [0052] In den einfachsten Ausführungsformen ist die erwünschte Kenn¬ linienform eines Verstärkerabschnitts durch jeweils eine der drei Grundschaltungen eines dreipoligen Verstärkerelements re¬ alisierbar. Die drei Grundschaltungen werden gebildet, indem einer der drei Pole- des Verstärkerelements dem Eingang, ein anderer Pol dem Ausgang und der dritte Pol sowohl dem Eingang als auch dem Ausgang wechselstrommäßig zugeordnet werden. So entstehen
    [0053] - bei bipolaren Transistoren die Emitter- oder die Basis- oder die Kollektor-Schaltung;
    [0054] - bei Feldeffekt-Transistoren die Source- oder die Gate- oder die Drain-Schaltung;
    [0055] - bei Röhren-Trioden die Kathoden-(Basis-) oder die Gitter-(Basis-) oder die Anoden-(Basis*) Schaltung. Bei Verstärkerelementen mit mehr als drei;Polen," beispielswei- se bei Röhrenpentoden, werden die weiteren Pole wechselstrom¬ mäßig mit demjenigen Pol verbunden, der dem Eingang und dem Ausgang gemeinsam ist, oder sie übernehmen Hilfsfunktionen. Da- mit die Grundschaltungen der Verstärkerelemente den vier Kenn¬ linien-Grundformen gemäß Bild 3 zutreffend zugeordnet werden, werden ihre Eigenschaften aufgrund eines für alle Schaltungen verbindlichen geeigneten Zählpfeilsystems beschrieben. Es wurde gefunden, daß das technische Zählpfeilsystem gemäß Bild 5 vor¬ züglich geeignet ist.
    [0056] Sein Vorzug: Die Zahlenwerte aller möglichen linearen Klein¬ signal-Übertragungsfaktoren c. vom Eingang zum Ausgang, das sind:
    [0057]
    erscheinen bei einer gegebenen Schaltung, bzw. einem gegebenen Schaltungsabschnitt, mit gleichem Vorzeichen; bei allen vier Faktoren bedeutet
    [0058] - positives Vorzeichen: Nichtinvertierung,
    [0059] - negatives Vorzeichen: Invertierung.
    [0060] Dann genügt es, die Grundschaltungen hinsichtlich der Aussteu¬ erung um einen Arbeitspunkt (Ruhepunkt) A durch nur eine Kennlinie zu charakterisieren; gewählt wird die Abhängigkeit der Änderung iA des jeweiligen Ausgangsstroms von der Änderung u_ der jeweiligen EingangsSpannung, siehe Bild 6.
    [0061] Durch konsequente Anwendung des vereinbarten Zählpfeilsystems sind die qualitativen Zuordnungen gemäß Bild 7 gefunden worden. In diesem Bild sind bei der Darstellung der Grundschaltungen alle weiteren betrieblich erforderlichen oder nützlichen Schal¬ tungsbestandteile (Widerstände, Kapazitäten, Gleichspannungs¬ quellen, Übertrager u.a.) weggelassen.
    [0062] Werden die Schaltungen nach Bild 7 gemäß Bild 4 kombiniert, so entstehen Kettenschaltungen, die qualitativ geeignet sind qua¬ dratische Verzerrungen zu kompensieren. Diese Kettenschaltungen sind in Bild 15-18 dargestellt; sie entsprechen den Schaltungen nach den Unteransprüchen 2-11.
    [0063] Aus der betraglichen Auswertung der Kompensationsbedingung QUANTITATIVE GRUNDREGEL für den Schaltungsaufbau gefunden.
    [0064] Das Verhältnis des normierten Klirrabstandes D_(li) = k (II)/k- (11) des zweiten Verstärker¬ abschnitts zum normierten Klirrabstand D2(I) = k.(I)/k_(I) des ersten Verstärkerabschnitts ist betraglich gleich dem linearen Ubertragungs- faktor k (I) des ersten Verstärkerabschnitts zu machen:
    [0065]
    [0066] Die Anwendung dieser Regel kann anschaulich beschrieben werden, falls beide Verstärkerabschnitte - wie in den später folgenden
    [0067] Beispielen - durch ihre Spannungsverstärkungen (1. Abschnitt: uy/'ux; 2. Abschnitt: uz/'uy) charakterisiert werden:
    [0068] - Wenn die Spannungsverstärkung u /u des ersten Verstärkerab¬ schnitts betraglich gleich eins ist,
    [0069]
    werden beide Verstärkerabschnitt in gleichen Bereichen ihrer EingangsSignalspannungen betrieben. Daraus ist die Erkenntnis gewonnen worden, siehe Gl.(8), daß die Klirrabstände der bei¬ den Verstärkerabschnitte betraglich gleich zu machen sind.
    [0070] - Wenn die Spannungsverstärkung des ersten Verstärkerabschnitts betraglich größer als 1 ist,
    [0071]
    wird der zweite Verstärkerabschnitt in einem größeren Ein¬ gangsspannungsbereich betrieben als der erste. Daraus ist die Erkenntnis gewonnen worden, daß der Klirrabstand der zweiten Stufe betraglich größer zu machen ist als derjenige der ersten Stufe.
    [0072] Für die Modifizierung der Übertragungskennlinien, eventuell erforderlich, damit die Kompensation quantitativ herbeigeführt wird, wurden folgende vorzugsweise Maßnahmen aufgefunden:
    [0073] - Die geeignete Bemessung von Arbeitspunkten der in den Verstär- kerabschnitten eingesetzten Verst r ere emente un o er
    [0074] - die Auswahl und geeignete Bemessung einer oder mehrerer Ge¬ genkopplungen in einem Verstärkerabschnitt oder in beiden Verstärkerabschnitten oder äquivalente Maßnahmen.
    [0075] Im folgenden werden, anhand der Schaltung nach Bild 8, drei Beispiele zur quantitativen Dimensionierung gegeben.
    [0076] Gegeben sei die Kettenschaltung von zwei Verstärkerabschnitten, ausgestattet mit je einem FET gleichen Typs, gemäß Bild 8, die qualitativ geeignet ist (siehe Bild 4 und Bild 7) , quadratische Verzerrungen zu kompensieren. Durch adäquate Dimensionierung der Schaltung, d.h. richtige Wahl der Ruheströme, der Arbeitswider¬ stände und gegebenenfalls der Gegenkopplungen, soll die Regel für die Kompensation quadratischer Verzerrungen (Gl.(8)) auch quantitativ erfüllt werden.
    [0077] Bild 9 zeigt das Wechselstromschaltbild der VerstärkerSchaltung.
    [0078] Ver-
    stärkerabschnitte können allgemein angegeben werden zu:
    [0079] u = k.,(I) • uχ + k2(I) • u2 und
    [0080] uz = k.dl) • uy + k2(II) • u2.
    [0081] Mit den verwendete^Feldeffekttransistoren gilt für die Übertra¬ gungskoeffizienten k1 (I) , k2(I), - (II) und k_(II) ohne Gegen¬ kopplung ( ς =* 0) :
    [0082] 1 (I) = -0,083 /I#(T1) • R_j, (11) k2(I) = -0,0017 • R_, 1/V (12) k1 (II) = -0,083 /I#(T2) • R2, (13) 2(II) = -0,0017 • R2 1/V. (14)
    [0083] In der zweiten Stufe wird fakultativ ein Gegenkopplungswider¬ stand R5 verwendet.
    [0084] Für einen Verstärkerabschnitt mit linearer Gegenkopplung ent¬ sprechend Bild 10 gilt: 1Λ7 2V k1 = M-k k ) Und k2 = 3 (15) , U6)
    [0085] 1 (1 k1V:lC1R) 2 (1-k1v'klR)J
    [0086] Demzufolge erhält man für die zweite Stufe mit Gegenkopplung: . «
    [0087] -0,083'/I (T2)«R k (II) = Z , (17)
    [0088] (1+0,083«/I#(T2) «R5)
    [0089] -0,0017'R-, k,(II) = * -r- 1/V. (18)
    [0090] Δ (1+0,083- I#(T2) *R5)
    [0091] Im folgenden werden drei typische Dimensionierungsbeispiele vorgestellt und miteinander verglichen:
    [0092] • Beispiel 1 :
    [0093] Beide Transistoren werden im gleichen Arbeitspunkt betrieben: I#(T1) = I#(T2) = 5 mA; die zweite Stufe ist nicht gegengekoppelt: R_ = 0; in diesem Fall ist nach den Gleichungen (11) bis (14) D2(1) gleich D2(2) und wir erhalten aus der Kompensatiohsbedingung
    [0094] Gl. (8) : k1 (I) -1.
    [0095] Die für die Kompensation quadratischer Verzerrungen notwendige Verstärkung der ersten Stufe ist also gleich -1; d.h., die erste Stufe invertiert das Eingangssignal nur, es findet keine betragliche Verstärkung des Eingangssignals statt.
    [0096] Für gewöhnlich wird von der ersten Stufe eines Verstärkers eine Spannungsverstärkung gefordert, deren Betrag |k1 (I) | wesentlich größer als eins ist: |k1 (I) | » 1!
    [0097] Wie die Kompensationsbedingung Gl. (8) zeigt, muß dann der nor¬ mierte Klirrabstand der zweiten Stufe D2(II) vergrößert werden. Eine Vergrößerung von D2(II) kann erreicht werden durch:
    [0098] - Erhöhen des Ruhestroms I#(T2) des Feldeffekttransistors der zweiten Stufe (Beispiel 2) ,
    [0099] - Verwenden einer Gegenkopplung in der zweiten Stufe (hier mittels des Widerstandes Rg) ,
    [0100] - oder durch beides (Beispiel 3). • e sp e :
    [0101] Es wird eine lineare Verstärkung k- (I) der ersten Stufe von k1 (I) = -10 gefordert. Es soll ferner gelten: I (T1) = 5 mA, R_. = O.
    [0102] Die Kompensationsbedingung Gl. (8) kann erfüllt werden durch die richtige Wahl des Ruhestromes I#(T2) des zweiten Tran¬ sistors. Aus Gl. (8) und den Gleichungen (11) bis (14) erhält anf für diesen Dimensionierungsfall:
    [0103] I • (T2) = 500 mA.
    [0104] Dieser hohe Wert des Ruhestromes Iβ(T2) kann mit dem gewähl¬ ten FET nicht realisiert werden, ohne den Transistor zu zer¬ stören. Zudem würde der Verstärker bei Betrieb in dieser Dimen¬ sionierung einen enorm hohen Ruheleistungsverbrauch aufweisen und kaum ohne Kühlkörper auskommen. Dies würde bedeuten: Erhöhten Aufwand in den Stromversorgungseinrichtungen für den Verstärker und erhöhtes Volumen des Verstärkers.
    [0105] Die Dimensionierungsbeispiele 1 und 2 sind aufgrund ihrer ge¬ nannten Nachteile (geringe Verstärkung, hoher Ruheleistungs¬ verbrauch) wenig geeignet, eine Kompensation quadratischer Ver¬ zerrungen in der Beispielschaltung nach Bild 8 herbeizuführen.
    [0106] Im dritten Beispiel wird die Kompensation quadratischer Verzer¬ rungen bei niedrigen Ruheströmen und ausreichender Verstärkung der ersten Stufe herbeigeführt durch den Einsatz einer Gegen¬ kopplung mit dem Widerstand R5 in der zweiten Stufe.
    [0107] • Beispiel 3:
    [0108] Es wird eine lineare Verstärkung k- (I) der ersten Stufe von k- (I) = -10 gefordert. Es soll gelten I#(T1) = 5 mA.
    [0109] Die Kompensation kann herbeigeführt werden durch die geeigne¬ te Wahl des Ruhestromes I (T2) der zweiten Stufe und des Ge¬ genkopplungswiderstandes - der zweiten Stufe.
    [0110] Der Ruhestrom I#(T2) wird in diesem Beispiel zu
    [0111] I.(T2) = 15 mA gewählt.
    [0112] Rc = 137 Ω.
    [0113] Die Verstärkung der zweiten Stufe sinkt für diesen Dimensio- nierungsfall auf 42% ihrer ursprünglichen Verstärkung (I#(T2) = 5 mA, R5 = 0); der Ruhestromverbrauch des Gesamtver¬ stärkers steigt von 10 mA (Beispiel 1) auf 20 mA (Beispiel 3), ist aber erheblich niedriger als der Ruhestromverbrauch des Verstärkers bei Dimensionierung nach Beispiel 2 (505 mA) . Es zeigt sich also, daß die Möglichkeit, den ersten Abschnitt mit einer vom Wert 1 wesentlich verschiedenen Verstärkung zu betreiben, sehr vorteilhaft sein kann. Durch den Einsatz einer richtig bemessenen Gegenkopplung gelingt es, die Kom¬ pensation bei gleichzeitig geringen Ruheströmen der Verstär¬ kerelemente herbeizuführen.
    [0114] Bild 11 zeigt für diesen Dimensionierungsfall:
    [0115]
    den logarithmischen Klirrabstand bezüglich Verzerrungen zwei¬ ten Grades der Kettenschaltung in Abhängigkeit des Gegenkopp- lungswiederstandes R_ der zweiten Stufe.
    [0116] In Bild 11 eingetragen sind die Meßwerte für den nach dem Dimensionierungsbeispiel 3 aufgebauten Verstärker.
    [0117] Am Bild 11 ist zu1 erkennen:
    [0118] - eine Reduzierung der Gegenkopplung der zweiten Stufe (R_<137Ω) reduziert den Klirrabstand der Kettenschaltung (die Verzerrungen der zweiten Stufe sind dominierend) ;
    [0119] - Eine Erhöhung der Gegenkopplung der zweiten Stufe
    [0120] (R5>137ß) reduziert den Klirrabstand der Kettenschaltung * ebenso (die Verzerrungen der ersten Stufe dominieren) .
    [0121] Im Unterschied zu bisher üblichen Verstärkern wird Gegenkopplung also nicht eingesetzt, um den bestmöglichen Klirrabstand der ge¬ gengekoppelten Stufe zu erhalten. Vielmehr wird der Klirrab¬ stand der gegengekoppelten Stufe so dimensioniert, daß in der Gesamtschaltung die "Kompensation der Verzerrungen zustande kommt. Gegenkopplung kann sowohl im ersten, wie auch im zweiten, wie auch in beiden Verstärkerabschnitten gleichzeitig eingesetzt werden. Zusätzlich kann Gegenkopplung über beide verstärker¬ abschnitte- eingesetzt werden.
    [0122] Eine besondere Verstärkerschaltung, deren Wechselstromverhalten im wesentlichen dem der Verstärkerschaltung nach Bild8 ent¬ spricht, zeigt Bild 12. Die beiden Transistoren sind für Gleich¬ ströme in Serie, für Wechselströme in Kette geschaltet. Für die Schaltung nach Bild 12 gelten die gleichen Dimensionie- rungsregeln wie für die Schaltung nach Bild 8, insbesondere kann auf die gleiche Weise die Kompensation quadratischer Verzerrun¬ gen herbeigeführt werden.
    [0123] Wesentlicher Vorteil der Schaltung nach Bild 12 gegenüber der Schaltung nach Bild 8 ist:
    [0124] Durch die Gleichstromserienschaltung sinkt der Gesamtstromver¬ brauch der Schaltung. Insbesondere bei Leitungsverstärkerri ist dies von Vorteil. Leitungsverstärker sind räumlich oft sehr weit von ihrer Stromversorgungseinheit getrennt; um die Verluste bei der Ruheleistungsübertragung von der Stromversorgungseinheit zum Verstärker gering zu halten, werden die Stromversorgungseinhei¬ ten oft als Gleichstromquellen ausgelegt. Je geringer der Strom ist, den diese Stromversorgungseinheit erzeugen müssen, umso geringer ist der Aufwand der hier getrieben werden muß.
    [0125] In der Schaltung nach Bild 12 fließen durch beide Transistoren zunächst gleich große Ruheströme (Gleichströme) . Durch eine Er¬ weiterung der Schaltung mit einer Gleichstromquelle IQ1 oder IQ2, entsprechend Bild 13 parallel zu einem der beiden Transi¬ storen eingesetzt, lassen sich in den beiden Transistoren unter¬ schiedliche Ruheströme einstellen.
    [0126] Weitere Ausführungsmöglichkeiten der Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 zeigen die Bilder 15 bis 18 der Zeichnung. Die Schal¬ tungen der jeweils linken Spalte in diesen Bildern können dem eingangsseitigen Abschnitt I des Verstärkers zugeordnet werden. Jeder Pfeil der von einer Schaltung der linken Spalte ausgeht weist auf eine Schaltung der mittleren Spalte, die jeweils zur Erfüllung der Kompensationsbedingung im eingangsseitigen Ab¬ schnitt II einsetzbar ist. An die Stelle einer jeden in der rechts daneben stehende Schaltung mit vorgeschaltetem Inverter treten.
    [0127] Als invertierende Baugruppe, "Inverter" genannt, können Verwen¬ der werden: Geeignet dimensionierte Übertrager (phasenumkehrend) bei Sinus-Vorgängen; Betrag |ü| des Übersetzungsverhältnisses größer, oder gleich, oder kleiner eins) , oder geeignet dimen¬ sionierte invertierende aktive Baugruppen mit Verstärkerelemen¬ ten, wobei ihr nichtlineares Verhalten in die Dimensionierung eines Verstärkerabschnitts einzubeziehen ist.
    权利要求:
    Claims

    Ansprüche
    1.Verstärkerschaltungen, mit Verstärkerelementen in Form von Tran¬ sistoren und/oder Röhren, sowie mit zwei in Kette geschalteten Abschnitten, deren jeder mindestens ein Verstärkerelement ent¬ hält, so daß jeder Abschnitt bei Tiefpaß-Verstärkern im Bereich tiefer Frequenzen bzw. bei Bandpaß-Verstärkern im Bereich mittlerer Frequenzen durch eine nichtlineare Kennlinienfunktion l mit einem linearen und einem quadratischen und eventuell wei¬ teren Anteilen höherer Potenzen bes-chreibbar ist, wobei der ein- gangsseitige Abschnitt I, mit der Eingangssignalgröße x und der AusgangsSignalgröße y, durch die Kennlinienfunktion
    y ■*■*■*■ f(-x) = k..(I)-x + k2(I)-x2 + k3(I)-x3 + ...
    und der ausgangsseitige Abschnitt II, mit der Eingangssignal- größe y und der Ausgangssignalgröße z, durch die Kennlinien¬ funktion
    z = f(y) = k^D- + k2(II)*y2 + k3(II)-y3 + ...
    charakterisiert ist," und wobei quadratische Nichtlinearität in beiden Abschnitten I bzw. II dadurch gegeneinander kompensiert
    z •= f(x) = k.,(G)-x + k2(G)-x2 + k3(G)-x3 + ...
    der Gesamtsβhaltung G der Koeffizient k2(G) gleich Null ge¬ macht wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizient k2(G) dadurch gleich Null gemacht wird, daß für die qualitative Dimen¬ sionierung der jeweiligen Schaltungsabschnitte I und II, d.h. ' ie Auswahl und Anordnung der Bauelemente in diesen Abschnitten eine der folgenden acht Bedingungen gestellt und erfüllt wird:
    a) k1 (I)>0, k2(I)>0 k. (IIXO, k2(II)>0 b) k, (l)>0, k2(I)>0 — (II)>0, k2(II)<0
    c) k (IXO, k2(I)>0 — (IIXO, k2(II)>0 d) k (IXO, k2(I)>0 *- (II)>0, k2(II)<0
    e) k (I)<0, k2(I)<0 (II)>0, k2(II)>0 f) k (I)<0, k2(iχo (II)<0, k2(II)<0
    g) k (I)>0, k2(iχo ~ (IIXO, k2(II)<0 h) k (I)>0, k2(iχo — (II)>0, k2(II)>0
    und daß für die quantitative Dimensionierung der jeweiligen Schaltungsabschnitte I und II, d.h. die Bemessung der Bauele¬ mente dieser Abschnitte die Bedingung
    Ik-jd)2 • k2(II)l| gestellt und erfüllt wird.
    iVerstärkerSchaltung, nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Abschnitt I e'ntweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Koilek orscnaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttran¬ sistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, oder eineri bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gege- genenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feld¬ effekttransistor, oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung mit vor¬ geschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor ins Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenen¬ falls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipo¬ laren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feldeffekt¬ transistor, oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gege¬ benenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezulei- tung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttran¬ sistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz in der
    Emitterzuleitung ύnd/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor, enthält.
    3.Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung enthält, und daß der
    entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschal¬ tung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drain¬ schaltung, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransi¬ stor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gege¬ benenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezulei¬ tung beim Feldeffekttransistor, oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Gateschaltung mit einem vorgeschalteten Inver¬ ter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der EmitterZulei¬ tung beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Gatezuleitung beim Feldeffekttransistor, oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder je einer Impedanz in der EmitterZuleitung und zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der Source¬ zuleitung und zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransi¬ stor, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransi¬ stor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, ge- gegenenfalls mit einer Impedanz zu der EmitterZuleitung oder je einer Impedanz in der EmitterZuleitung und zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. mit einer Impe¬ danz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der EmitterZuleitung und zwischen Gate und Drain beim Feldeffekt¬ transistor, enthält.
    4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanl Feldeffekt¬ transistor in Drainschaltung mir vorgeschaltetem Inverter, enthält.
    5. VerstärkerSchaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und einer Impe¬ danz zwischen Basis und Kollektor oder einen n-Kanal Feld¬ effekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
    oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Drainschaltung mit einem vorgeschalteten In¬ verter , oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der EmitterZuleitung und einem vorgeschal¬ teten Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung 6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der EmitterZuleitung, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung, ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenen¬ falls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung jeweils mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuieitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor, bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung, gege¬ benenfalls mit einer Impedanz in der Emitterschaltung, oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gege¬ benenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung mit vor¬ geschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in Emi terzuleitung, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält. Verstärkerschaltung nach .Anspruch 1, dadurch gekennzeicnnet, daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder•einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung, oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gege¬ benenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feldef¬ fekttransistor, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung mit vor¬ geschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feldeffekttran¬ sistor, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gege¬ benenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezulei¬ tung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor, oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttran¬ sistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipo¬ laren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain heim Feld- 8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttran¬ sistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebe¬ nenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bi¬ polaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung beim Feldeffekttransistor, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Gateschaltung mit einem vorgeschalteten Inver¬ ter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der EmitterZuleitung beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Gatezu¬ leitung beim Feldeffekttransistor, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder je einer Impedanz in der EmitterZuleitung und zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der Source¬ zuleitung und zwichen Gate und Drain beim Feldeffekttransi¬ stor, oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttran¬ sistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gege¬ benenfalls mit einer Impedanz.zu der Emitterzuleitung oder e e ner pe anz n e un zw sc en as s und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. mit einer Impe¬ danz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der Emitterzuleitung und zwischen Gate und Drain beim Feldeffekt¬ transistor, enthält.
    9. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschal¬ tung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschal¬ tung oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, enthält.
    10. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, . daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor oder einen p-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der
    ausgangsseitige 4 _bschnitt II entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschal¬ tung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschal¬ tung, oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Drainschaltung mit einem vorgeschalteten oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der s'ourceZuleitung, oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und einem vorge¬ schalteten Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und einem vorgeschalteten Inverter, enthält.
    11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet daß der eingangsseitige Abschnitt I entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der EmitterZuleitung, oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält, und daß der ausgangsseitige Abschnitt II entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung, oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekt¬ transistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz 'in der Emitterzuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Basis, und Kollektor, oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenen¬ falls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain, oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz in der Emit¬ terzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kol¬ lektor, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Source¬ schaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder zwischen Gate und Drain, oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung, ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz in der EmitterZuleitung, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung, oder einen p-Kanal Feldeffekttran¬ sistor in Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, ge¬ gebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält.
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    同族专利:
    公开号 | 公开日
    DE3526748A1|1987-01-29|
    EP0232297A1|1987-08-19|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    1987-01-29| AK| Designated states|Kind code of ref document: A1 Designated state(s): DK JP NO US |
    1987-01-29| AL| Designated countries for regional patents|Kind code of ref document: A1 Designated state(s): AT BE CH DE FR GB IT LU NL SE |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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